任何高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，尤其是射頻采樣ADC，輸入或前端的設(shè)計(jì)對于實(shí)現(xiàn)所需的系統(tǒng)級性能而言很關(guān)鍵。很多情況下，射頻采樣ADC可以對 幾百M(fèi)Hz的信號帶寬進(jìn)行數(shù)字量化。前端可以是有源（使用放大器）也可以是無源（使用變壓器或巴倫），具體取決于系統(tǒng)要求。無論哪種情況，都必須謹(jǐn)慎選擇 元器件，以便實(shí)現(xiàn)在目標(biāo)頻段的最優(yōu)ADC性能。
射頻采樣ADC采用深亞微米CMOS工藝技術(shù)制造，并且半導(dǎo)體器件的物理特性表明較小的晶體管尺寸支持的最大電壓也較低。因此，在數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的出于可靠性原因而不應(yīng)超出的絕對最大電壓，將當(dāng)前主流的射頻采樣ADC與之前的老器件相比，可以發(fā)現(xiàn)這個電壓值是變小的。
在使用ADC對輸入信號進(jìn)行數(shù)字量化的接收機(jī)應(yīng)用中，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員必須密切關(guān)注絕對最大輸入電壓。該參數(shù)直接影響ADC的使用壽命和可靠性。不可靠的ADC可能導(dǎo)致整個無線電系統(tǒng)無法使用，且更換成本也許非常巨大。
為 了抵消過壓帶來的風(fēng)險(xiǎn)，射頻采樣ADC集成了可以檢測高電平閾值的電路，允許接收機(jī)通過自動增益控制(AGC)環(huán)路調(diào)節(jié)增益來進(jìn)行補(bǔ)償。但是，如果采 用流水線型ADC，則與架構(gòu)相關(guān)的固有延遲可能導(dǎo)致輸入暴露于高電平之下，從而可能損害ADC輸入。本文討論了一種簡單的方法來增強(qiáng)AGC環(huán)路，保護(hù) ADC。
輸入架構(gòu)
射頻采樣ADC可采用多種不同的設(shè)計(jì)，最常見的一種是 流水線架 構(gòu)，該架構(gòu)采用多級級聯(lián)，將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。第一級最重要，可以是緩沖或未緩沖級。選擇哪種設(shè)計(jì)取決于設(shè)計(jì)要求和性能目標(biāo)。例如，一個帶緩沖器的 ADC通常在頻率范圍內(nèi)具有更好的SFDR性能，但功耗比不帶緩沖器的ADC更高。
前端設(shè)計(jì)同樣會根據(jù)ADC是否有緩沖級而改變。沒有緩沖器的ADC需要使用額外的串聯(lián)電阻來處理輸入電荷反沖，它同樣會改善SFDR性能。圖1和圖2顯示了AD9625未緩沖和AD9680緩沖射頻采樣ADC的等效輸入電路簡化圖。為簡明起見，僅顯示單端輸入。
圖1. 未緩沖射頻采樣ADC輸入的等效電路
圖2. 緩沖射頻采樣ADC輸入的等效電路
無論采用何種架構(gòu)，ADC輸入端可持續(xù)的絕對最大電壓由MOSFET能夠處理的電壓決定。緩沖輸入更復(fù)雜，且比未緩沖輸入功耗更大。ADC具有多種不同類型的緩沖器，最常見的一種是源極跟隨器。
故障機(jī)制
緩沖和未緩沖ADC的故障機(jī)制有所不同，但通常是在超出允許的最大柵極-源極電壓( (VGS))或漏極-源極電壓((VDS))時發(fā)生故障。這些電壓如圖3所示。
圖3. MOS晶體管的關(guān)鍵電壓
例如，假設(shè)VDS超過允許的最大電壓，則發(fā)生VDS擊穿故障，這通常在MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)且在漏極施加了相對于源極的過量電壓時發(fā)生。如果VGS 超過允許的最大電壓，則它會導(dǎo)致VGS擊穿（亦稱為氧化層擊穿）。這通常在MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)且在柵極施加了相對于源極的過量電壓時發(fā)生。
未緩沖ADC的故障機(jī)制
圖4顯示的是一個未緩沖ADC輸入。采樣過程由反相時鐘信號Φ和Φ控制，它們是MOSFET M1的采樣/保持信號以及MOSFET M2的復(fù)位信號。M1導(dǎo)通時，M2關(guān)斷，且電容CSW跟蹤信號（采樣或跟蹤模式）。當(dāng)M1關(guān)斷時，MDAC中的比較器作出判斷后M2導(dǎo)通，電容CSW復(fù) 位。這樣可在采樣階段使采樣電容為下一次采樣做好準(zhǔn)備。該電路通常工作狀態(tài)優(yōu)良。
但是，高壓輸入使M2暴露在超出其漏源電壓的應(yīng)力之 下。當(dāng)對輸入高壓進(jìn)行采樣（M1導(dǎo)通、M2關(guān)斷）時，M2會暴露于較大的VDS之下，其在不足采樣時鐘半周期的時間內(nèi)處于關(guān)斷狀態(tài)，但哪怕只是瞬時的暴露 也會降低電路的可靠性，導(dǎo)致ADC隨時間失效。在復(fù)位模式下（M1關(guān)斷、M2導(dǎo)通），因M1的漏極上有輸入信號，從而也會暴露于大的VDS電壓。
圖4. 未緩沖ADC輸入的故障模式
緩沖ADC的故障機(jī)制
圖5顯示的是一個緩沖ADC輸入。采樣和復(fù)位信號適用相同的時鐘方案。無論相位如何，當(dāng)緩沖器M3柵極暴露于高壓輸入時，產(chǎn)生電流I1以及I2。電流源 I1采用PMOS晶體管實(shí)現(xiàn)，而I2采用NMOS晶體管實(shí)現(xiàn)。M3柵極上的高電壓導(dǎo)致I1和I2 MOSFET產(chǎn)生過大的VDS。此外，M3柵極上的高電壓還可導(dǎo)致氧化層擊穿。
圖5. 緩沖ADC輸入的故障模式
緩沖和未緩沖ADC的擊穿機(jī)制有所不同，因此絕對最大輸入電壓同樣有所不同，如表1所以。
表1. 緩沖與未緩沖ADC的絕對最大值規(guī)格
使用TVS二極管保護(hù)ADC輸入
有幾種方式可以保護(hù)ADC輸入不受高壓影響。部分ADC（特別是射頻采樣ADC）具有內(nèi)置電路，可以檢測輸入電壓并在超過設(shè)定閾值時進(jìn)行上報(bào)。如數(shù)據(jù)手冊中所述，該快速檢測輸出存在一些延遲，因此依然會使ADC輸入端短時間內(nèi)暴漏于高壓之下。
瞬態(tài)電壓穩(wěn)定器(TVS)二極管可以限制過量電壓，但會在正常工作期間影響ADC性能。圖6顯示的是一個使用TVS二極管的過壓保護(hù)電路。
圖6. 帶TVS二極管保護(hù)的ADC前端電路
雖然TVS二極管通過箝位過量電壓保護(hù)ADC輸入，但它們會極大地惡化諧波性能。圖7顯示了具有30 MHz、–1 dBFS輸入的14位、250 MSPS無緩沖ADC的前端帶與不帶TVS二極管時的FFT比較情況。
圖7. 帶與不帶TVS二極管保護(hù)的ADC前端電路FFT比較
TVS二極管會極大地惡化奇次諧波性能，因?yàn)樗鼈冊诓蛔饔脼轶槲坏臅r候就相當(dāng)于一反向偏置二極管。該P(yáng)N二極管具有結(jié)電容CJ0，該電容與ADC內(nèi)部開 關(guān)動作產(chǎn)生的非線性反沖電流互相作用，產(chǎn)生一個與模擬輸入信號混合的電壓信號。該混合信號在ADC內(nèi)部被采樣，產(chǎn)生極大的三次諧波。在過壓條件下的時域曲 線（圖8）顯示了TVS二極管的箝位削壓的功能。這并不表示TVS二極管不適合用來保護(hù)ADC輸入，只是必須仔細(xì)考慮二極管規(guī)格，以便達(dá)到性能要求。選擇 二極管類型及其參數(shù)時必須作更全面的考慮。
圖8. 前端電路中的TVS二極管保護(hù)導(dǎo)致削波信號
使用肖特基二極管保護(hù)射頻采樣ADC輸入
當(dāng)帶寬和采樣速率達(dá)到GHz和GSPS級別時，射頻采樣ADC可以簡化無線電接收機(jī)設(shè)計(jì)，因?yàn)樗鼈儾恍枰狝DC前具有很多的混頻級，但這樣會讓ADC輸 入易受過壓應(yīng)力影響。圖9顯示的是用于射頻采樣ADC的典型前端設(shè)計(jì)，采用放大器驅(qū)動。新一代放大器專為與這些ADC實(shí)現(xiàn)接口而設(shè)計(jì)，具有快速攻擊響應(yīng)輸 入管教，可通過串行外設(shè)接口(SPI)配置，將輸出衰減為預(yù)定增益。快速攻擊響應(yīng)引腳可以配置為響應(yīng)射頻采樣ADC的快速檢測輸出。ADA4961是具有 快速攻擊響應(yīng)功能的新一代放大器實(shí)例。AD9680和AD9625是具有快速檢測功能的射頻采樣ADC實(shí)例。
圖9. 帶快速攻擊響應(yīng)功能的放大器驅(qū)動帶快速檢測功能的射頻采樣ADC
只要輸入電壓處于合理的范圍之內(nèi)，圖9中的拓?fù)浔隳芄ぷ髁己谩Ｅe例而言，假如該接收機(jī)的輸入端收到突發(fā)高壓信號，則放大器的輸出將上升至放大器電源軌的 電壓水平（本例中為5 V）。這將產(chǎn)生巨大的電壓擺幅，超過ADC輸入端的絕對最大額定電壓。快速檢測功能存在一定延遲（AD9680-1000為28個時鐘周期或28 ns），因此等到快速檢測邏輯輸出告訴放大器置位快速攻擊響應(yīng)時，ADC早已暴露在高壓下數(shù)個時鐘周期。這可能降低ADC的可靠性，因此無法承受這種風(fēng)險(xiǎn) 的系統(tǒng)設(shè)計(jì)必須采用第二保護(hù)模式。具有極低器件和寄生電容的快速響應(yīng)肖特基二極管在這種情況下十分管用。特定二極管的關(guān)鍵參數(shù)可參見數(shù)據(jù)手冊。
反向擊穿電壓(VBR)——AD9680輸入引腳上的最大輸入電壓——相對于AGND約為3.2 V，因此為該二極管選擇數(shù)值為3 V的反向擊穿電壓。
結(jié)電容(CJ0)——二極管電容應(yīng)盡可能低，確保正常工作時二極管不影響ADC的交流性能(SNR/SFDR)。
圖10顯示的是無源前端，肖特基二極管位于ADC之前。無源前端比較容易演示肖特基二極管在不影響交流性能情況下對ADC輸入端的保護(hù)。
圖10. 顯示射頻采樣ADC和肖特基二極管的無源前端電路
這顆射頻采樣ADC經(jīng)過測試可輸入高達(dá)2 GHz頻率的信號，因此選用RF肖特基二極管(RB851Y)。表2顯示RB851Y的關(guān)鍵參數(shù)；表明該器件適合該應(yīng)用。測試結(jié)果顯示二極管防止了ADC 輸入電壓超過其3.2 V的絕對最大電壓（相對于AGND）。圖11顯示的是一個單端輸入（ADC的VIN+引腳）暴露在高壓之下（185 MHz）的情況。肖特基二極管將電壓箝位至3.0 V左右（相對于AGND），防止ADC輸入達(dá)到3.2 V限值。圖12顯示的是在肖特基二極管箝位下的AD9680輸入端的差分信號。
表2. 用于保護(hù)射頻采樣ADC輸入的肖特基二極管關(guān)鍵參數(shù)
圖11. 肖特基二極管箝位的單端ADC輸入
圖12. 肖特基二極管箝位AD9680差分輸入信號
下一步，我們測量正常工作性能。AD9680按照數(shù)據(jù)手冊中的建議進(jìn)行控制，但輸入如圖10所示進(jìn)行修改。模擬輸入頻率變化范圍為10 MHz至2 GHz。CJ0的超低數(shù)值應(yīng)當(dāng)不會對ADC的SNR和SFDR性能造成影響。
圖13. AD9680帶肖特基二極管保護(hù)時SNR/SFDR與模擬輸入頻率的關(guān)系
肖特基二極管根本不會影響SNR性能，但某些頻率下SFDR與預(yù)期值有所偏差，如圖13所示。這可能是由于差分信號失配或ADC反沖所導(dǎo)致的。評估板是 從直流到2 GHz的寬頻段設(shè)計(jì)，因此當(dāng)它在整個頻段內(nèi)的整體工作良好時，某些元器件可能在特定頻率下與肖特基二極管相互作用。
大部分應(yīng)用不會用到整個2 GHz頻段，因此可以通過修改過壓保護(hù)的輸入電路，將前端調(diào)諧至所需的目標(biāo)信號帶寬。謹(jǐn)慎選擇肖特基二極管可以保護(hù)ADC輸入，因而系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員可以使用具有最新快速攻擊響應(yīng)功能和快速檢測功能的放大器驅(qū)動前端電路，如圖14所示。
圖14. ADA4961驅(qū)動AD9680（顯示射頻采樣ADC和肖特基二極管）
結(jié)論
本 文討論如何使用肖特基二極管保護(hù)射頻采樣ADC輸入，使其免受過壓應(yīng)力的影響。仔細(xì)審查二極管的數(shù)據(jù)手冊參數(shù)很關(guān)鍵。為了實(shí)現(xiàn)最佳的目標(biāo)頻段性能，需 要對該電路的實(shí)施進(jìn)行規(guī)劃。射頻采樣ADC的快速檢測輸出可以與最新放大器的快速攻擊響應(yīng)功能進(jìn)行配合，設(shè)置自動增益控制環(huán)路。
