發布日期：2022-07-14 點擊率：59
作者：ADI公司 Brad Hall
隨著全球連接需求的增長，許多衛星通信(satcom)系統日益采用Ka頻段，對數據速率的要求也水漲船高。目前，高性能信號鏈已經能支持數千兆瞬時帶寬，一個系統中可能有成百上千個收發器，超高吞吐量數據速率已經成為現實。
另外，許多系統已經開始從機械定位型靜態拋物線天線轉向有源相控陣天線。在增強的技術和更高集成度的推動下，元件尺寸得以大幅減小，已能滿足Ka頻段的需求。通過在沿干擾信號方向的天線方向圖中形成零位，相控陣技術還能提高降干擾性能。
下面將簡要描述現有收發器架構中存在的一些折衷選項，以及不同類型的架構在不同類型的系統中的適用性。本分析將分解介紹衛星系統的部分關鍵技術規格，以及如何從這些系統級技術規格獲得收發器信號鏈層各組件的規格。
從系統級分析向下分解技術規格
從宏觀層面來看，衛星通信系統需要維持一定的載噪比(CNR)，此為鏈路預算計算的結果。維持該CNR可以保證一定的誤碼率(BER)。需要的CNR取決于多種因素，如糾錯、信息編碼、帶寬和調制類型。確定CNR要求之后，就可以依據高層系統要求向下分解得到各個接收器與發射器的技術規格。一般地，首先得到的是收發器的增益-系統噪聲溫度(G/T)品質因數和發射器的有效全向輻射功率(EIRP)。
對于接收器，要從G/T得到低層接收器信號鏈規格，系統設計師需要知道天線增益和系統噪聲溫度，該值為天線指向與接收器噪聲溫度的函數，如等式1所示。基于此，可以用等式2得到接收器溫度。
然后可以用等式3計算接收器信號鏈的噪聲指數：
獲知接收器噪聲指數以后，可以進行級聯分析，確保信號鏈是否符合這些必要技術規格的要求，以及是否需要進行調整。
對于接收器，首先基于接收器的距離(地到衛星或衛星到地的距離)和接收器靈敏度確定需要的EIRP。獲知EIRP要求之后，需要在發射信號鏈的輸出功率與天線增益之間做出折衷。對于高增益天線，可以減小發射器的功耗和尺寸，但其代價是增加天線尺寸。EIRP通過等式4計算。
只要謹慎選擇信號鏈所用組件，就能維持輸出功率不變，并且不會導致其他重要參數下降，例如干擾其他系統的輸出噪聲和帶外射頻能量。
發射器和接收器的其他重要技術規格包括：
● 瞬時帶寬：信號鏈在任意時間點可以數字化的頻譜帶寬
● 功率處理：信號鏈在不導致性能下降的條件下要處理的最大信號功率
● 通道間的相位相干性：針對新興的波束賦形系統，確保通道間相位的可預測性可以簡化波束賦形信號的處理和校準
● 雜散性能：確保接收器和發射器不會在不期望的頻率下產生射頻能量，以免影響該系統或其他系統的性能
圖1. 架構比較：(a) 高中頻(集成TRx)，(b) 雙變頻超外差架構(帶GSPS ADC)
(c) 單變頻超外差架構(帶GSPS ADC)，(d) 直接變頻(帶I/Q混頻器)
在信號鏈的設計過程中，務必記住這些和其他技術規格，以確保設計出能滿足任何給定應用需求的高性能系統，無論是寬帶多載波聚合集線器還是單個窄帶手持式衛星通信終端。
通用架構比較
確定高層技術規格以后即可決定采用哪種信號鏈架構。前面列出過并且可能對架構產生重大影響的一個關鍵技術規格是瞬時帶寬。該規格會影響接收器的模數轉換器(ADC)和發射器的數模轉換器(DAC)。為了實現高瞬時帶寬，必須以更高的速率對數據轉換器采樣，結果一般會推高整個信號鏈的功耗，但是，如果從單位功耗(W/GHz)來看，則會降低功耗。
對于帶寬不足100 Mhz的系統，許多情況下最好采用類似于圖1a的基礎架構。該架構將標準下變頻級與集成式直接變頻收發器芯片結合起來。集成的收發器可實現超高的集成度，從而大幅減小尺寸和功耗。
為了達到1.5 Ghz的帶寬，可以將經典的雙變頻超外差架構與最先進的ADC技術結合起來;如圖1b所示。這是一種成熟的高性能架構，集成的變頻級用于濾除無用的雜散信號。根據收到的頻段，用一個下變頻級將接收的信號轉換成中頻(IF)，然后用另一個下變頻級將最終的中頻信號轉換成ADC可以數字化的低頻信號。最終中頻越低，ADC性能越高，但其代價是會增加濾波要求。一般地，受組件數量增加影響，該架構是本文所提四個選項中尺寸最大、功耗最高的架構。
與其類似的選項如圖1c所示，圖中是一個單次變頻級，用于將信號轉換成高中頻，再由GSPS ADC采樣。該架構利用了ADC能數字化的更多射頻帶寬，幾乎不會導致性能下降。市場上最新的GSPS ADC可以對最高9 Ghz的射頻頻率直接采樣。在本選項中，中頻中心在4 Ghz和5 Ghz之間，可在信號鏈濾波要求與ADC要求之間達到最佳平衡。
最后一個選項如圖1d所示。該架構的瞬時帶寬增幅甚至更大，但其代價是非常復雜，并且有可能導致性能下滑。這是一種直接變頻架構，采用一個無源I/Q混頻器，后者可以在基帶上輸出兩個相互偏移90°的中頻。然后用一個雙通道GSPS ADC對各I和Q路進行數字化。在這種情況下，可以獲得最高達3 Ghz的瞬時帶寬。該選項的主要挑戰是在信號通過混頻器、低通濾波器和ADC驅動器傳播時，要在I和Q路徑之間維持正交平衡。根據具體的CNR要求，這種折衷可能是可以接受的。
以上從宏觀層面簡要介紹了這些接收器架構的工作原理。列表并未窮盡所有情況，也可以把各種選項綜合起來使用。雖然比較未涉及發射信號鏈，但圖1中的每個選項都有一個對應的發射信號鏈，其折衷情況也相似。
Ka頻段衛星通信接收器示例
以上討論了各種架構的優點和不足，接下來，我們可以將這些知識運用到真實的信號鏈示例當中。目前，許多衛星通信系統都運行在Ka頻段，以減小天線尺寸、提高數據速率。在高吞吐量衛星系統中，這一點尤其重要。以下是采用不同架構的示例，我們將對其進行更加詳細的比較。
對于要求100 Mhz以下瞬時帶寬的系統，如甚小孔徑終端(VSAT)，可以采用集成收發器芯片的高中頻架構(AD9371)，如圖2所示。該設計可以實現低噪聲指數，并且由于具有高集成度，所以其設計尺寸最小。現將其性能總結于表1中。
圖2. 高中頻(集成TRx)，帶寬最高100 MHz
作為衛星通信系統多個用戶的集線器，這些系統可能要同時處理多個載波信號。這種情況下，每個接收器的帶寬或帶寬/功率就變得非常重要。圖3所示信號鏈采用一款高速ADC，即AD9208，這是最近發布的一款高采樣速率ADC，可以數字化最高1.5 Ghz的瞬時帶寬。在本例中，為了實現1 Ghz的瞬時帶寬，中頻被置于4.5 GHz。這里可實現的帶寬取決于位于ADC之前的抗混疊濾波器的濾波要求，但一般局限于奈奎斯特區的~75%(采樣速率的一半)。
圖3. 用GSPS ADC單下變頻至高中頻
在要求最高瞬時帶寬并且可能以犧牲CNR為代價的系統中，可以采用圖4所示信號鏈。該信號鏈采用一個I/Q混頻器，即HMC8191HMC8191，其鏡像抑制性能為~25 dBc。在這種情況下，鏡像抑制性能受到I和Q輸出通道間幅度和相位平衡的限制。在不采用更先進的正交誤差校正(QEC)技術的情況下，這是該信號鏈的限制因素。該信號鏈的性能總結見表1。需要注意的是，NF和IP3性能與其他選項類似，但功率/GHz指標則為三者中最低，并且從任意時間可以利用的帶寬量來看，其尺寸也屬最佳狀態。
圖4. 用I/Q混頻器和GSPS ADC實現直接變頻。
這里給出的三種接收選項如下表所示，但需要注意的是，該表并未列出全部可能選項。這里的總結旨在展示各種信號鏈選項之間的差異。在任何給定系統中，最終的最優信號鏈既可能是三者之一，也可能是任意選項的綜合運用。
另外，雖然表中只顯示了接收器端的情況，但發射器信號鏈也存在類似的折衷情況。一般地，系統從超外差架構轉向直接變頻架構后，需要在帶寬與性能之間進行折衷。
數據接口
在數據被ADC或收發器數字化以后，必須通過數字接口交給系統處理。這里提到的所有數據轉換器都采用了高速JESD204b標準，從數據轉換器接收信號，然后把信號打包組幀，再通過少量走線進行傳輸。芯片的數據速率因系統要求而異，但這里提到的所有器件都有用于抽取和頻率轉換的數字功能，能夠適應不同數據速率，以滿足不同系統要求。該規格在JESD204b通道上最高支持12.5 GSPS的速率，傳輸大量數據的高帶寬系統即充分利用了這一點。有關這些接口的詳細描述請參閱AD9208和AD9371的數據手冊。另外，FPGA的選擇必須考慮該接口。供應商(如Xilinx?和Altera?)提供的許多FPGA目前已經在其器件中集成該標準，為與這些數據轉換器的集成提供了便利條件。
結論
本文詳細介紹了各種折衷情況，并就Ka頻段衛星通信系統適用的信號鏈列舉了一些例子。還介紹了幾種架構選項，包括利用集成式收發器AD9371的高中頻單次變頻選項，用GSPS ADC取代集成收發器以提高瞬時帶寬的類似架構，以及可以提高帶寬但會降低鏡像抑制性能的直接變頻架構。介紹的信號鏈雖然可以直接使用，但建議以其為基礎進行設計。根據具體的系統級應用，會出現不同的要求，隨著設計工作的推進，信號鏈的選擇會越來越明晰。
參考電路
Bosworth, Duncan and Wyatt Taylor.“帶寬需求給衛星通信設計帶來新的壓力。”ADI公司，2016年。
Delos, Peter. “寬帶接收機架構方案綜述。”ADI公司，2017年。
Hall, Brad and Wyatt Taylor. “小尺寸衛星通信解決方案。”ADI公司，2017年。
衛星通信系統—第5版。West Sussex: John Wiley & Sons, Inc., 2009年。
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