發布日期：2022-04-28 點擊率：74
作者: TI專家Bruce Trump 翻譯: TI信號鏈工程師 Rickey Xiong (熊堯)
大家公認的事實是單位增益穩定放大器比非完全補償放大器更流行，且取得了壓倒性的優勢。這說明什么呢？
單位增益穩定放大器（一般稱為UGS）通常在增益配置為1時是穩定的，它將輸出信號完全反饋到運放的反向輸入端。但是，將運放增益設置為1的時候當做穩定性最差的情況是不正確的，我們把這種情況看做是常見的惡劣條件才比較合理。
非完全補償放大器有更小的補償電容，所以獲得了更大的增益帶寬和更高的壓擺率。盡管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的電流下工作時，非完全補償放大器能夠達到更高的速度，但這必須是在噪聲增益遠大于1，而不是單位增益的情況下。我的同事Soufiane最近寫了一些關于非完全補償放大器的文章(點擊這里, 查看原文)，但是我還有其他一些觀點。
圖1畫出了理想的UGS和非完全補償放大器的增益和頻率響應曲線的關鍵部分。非完全補償放大器的增益帶寬積是10MHz，UGS的增益帶寬積2MHz，非完全補償放大器的增益帶寬積是UGS的5倍，壓擺率也比UGS高。通常情況下，UGS的單位增益帶寬略小于它的增益帶寬積。非完全補償放大器的單位增益帶寬是它的增益帶寬積的一半。我們不能使這些運放的噪聲增益接近單位增益帶寬，因為在3MHz的第二個極點會極大地影響這個區域的增益或者相位，相位裕量將會相當小或者為零。
非完全補償放大器好像有一些神秘，使得一些用戶不知道他們的電路是否穩定。圖2a顯示了一個普遍的錯誤。盡管這個運放的增益為-10，但是反饋回路上的一個電容使得高頻部分的頻率響應曲線變得不平坦。在穩定性涉及到單位增益的高頻部分，這個電容可以視為短路。使用一個較小的電容來補償反饋網絡以獲得平坦的響應曲線是可取的，但是一個大電容會造成曲線不平坦，這肯定會帶來問題。
同樣地，圖2b中的并聯反饋濾波器帶來了一些問題，犧牲了濾波器的部分低頻增益。圖2c中的積分器也是另一種不恰當的非完全補償放大器的應用。
我們已經提升了運放的設計能力。現在我們變得更聰明且擁有更好的IC設計流程。我們現在可制造功耗只有幾百微安的運放，而在過去需要幾十毫安。所以，現代的UGS在速度和功耗上能夠更加接近，甚至優于過去的非完全補償放大器。盡管如此，非完全補償型放大器在一些要求更高的應用場合可能會是一個更好的方案。
我并不是完全鼓勵選擇非完全補償放大器而不是UGS。這兩種運放都有他們各自的優劣，你應該根據你的實際設計來做選擇。無論你選擇哪種運放，你應該清楚地理解它們之間的差異和存在的問題。如果你不確定，請到我們的運大器論壇上來尋求幫助。
下面是一些非完全補償放大器和UGS的對比：
OPA228（OPA227UGS版本）精密，低噪聲BJT運放
OPA637（OPA627UGS版本）精密，高速JFET運放
OPA345（OPA344UGS版本）軌對軌CMOS運放
LMP7717（LMP7715UGS版本）88MHz CMOS運放
你有一些什么經驗？你能成功使用非完全補償放大器，還是有一些困難呢？
閱讀原文, 請參見http://e2e.ti.com/blogs_/b/thesignal/archive/2013/04/07/op-amps-g-1-stable-amp-decompensated.aspx
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