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工業電機、伺服器、機器人和車輛傳動系統等機械系統的電子監測和控制對于提高效率、可靠性和安全性非常重要。但是，有效控制需要精確確定旋轉角度和速度，而電噪聲和惡劣環境使之極具挑戰性。解決方案在于由精密軸角數字 (R/D) 轉換器和運算放大器支持的旋轉變壓器。

本文簡要討論了有關實現精確軸測量和控制的問題，以及旋轉變壓器成為眾多應用上佳選擇的原因。然后，文章將展示旋轉變壓器、R/D 轉換器（例如來自 Analog Devices 的 AD2S1210），以及適當的激勵放大器和濾波器電路的組合如何構成穩健的高精度位置和速度測量及控制系統。

旋轉變壓器結構

旋轉變壓器是一種機電器件，可將機械運動轉換為模擬電子信號。它本質上是一個旋轉的變壓器，其交流電壓輸出隨軸的角位置而變化。旋轉變壓器的兩個元件是固定定子，及在定子內旋轉的單繞組轉子。旋轉變壓器初級繞組位于定子上，次級繞組位于轉子上（圖 1）。

圖 1：可變磁阻旋轉變壓器具有兩個輸入端子（R1、R2）、兩個正弦輸出端子（S1、S3）和兩個余弦輸出端子（S2、S4）。（圖片來源：Analog Devices）

多數旋轉變壓器電壓的規格介于 2 Vrms 與 40 Vrms 之間，頻率從 50 赫茲 (Hz) 到 20 千赫茲 (kHz)。初級和次級繞組信號幅度之間的變壓比介于 0.2 伏/伏 (V/V) 至 1 V/V 之間。通常，高性能旋轉變壓器需要高輸入電壓，高輸入電壓反過來又需要更高功率的電子器件，來滿足高輸出范圍和更快的壓擺率條件。角度精度范圍從 5 弧分到 0.5 弧分，其中一度為 60 弧分，一弧分為 60 弧秒。

在圖 1 中，轉子繞組的交流基準激勵電壓（V_R = E₀SIN(wt)）施加于 R1 和 R2 之間。任意定子繞組上的感應電壓幅度與角 θ（轉子線圈軸和定子線圈軸之間的角）的正弦成正比。在轉子交流基準電壓為 E₀ sinωt 時，定子的端輸出電壓為：

R1 – R2 = E₀ sinωt                                                                                等式1

S3 – S1 = T x E₀ sinωt x sin θ                                                               等式2

S2 – S4 = T x E₀ sinωt x sin(θ + 90°) = T x E₀ sinωt x cosθ               等式3

兩個定子輸出信號是經正弦和余弦調制的軸角。下圖是激勵正弦信號的圖形，在 90° 和 270° 具有最大幅度，正弦和余弦輸出信號的最大幅度出現在 0° 和 180°（圖 2）。

圖 2：旋轉變壓器電輸入 (R1 – R2) 和輸出信號。兩個定子輸出信號是經正弦和余弦調制的軸角。（圖片來源：Analog Devices）

在航空電子、汽車以及要求在寬溫度范圍內具有高穩定性的關鍵工業應用中，完整的高性能 R/D 電路可以精確測量角位置和速度（圖 3）。

圖 3：高性能 R/D 電路，帶差分輸出端子 (EXC:/EXC) 和差分正弦和余弦輸入端子（SIN:SINLO、COS:COSLO）。注意，EXC 等于圖 5 中的 EXE。（圖片來源：Analog Devices）

在圖 3 中，R/D 電路包含一個旋轉變壓器轉子驅動器電路，具有兩種工作模式：低功耗和高性能。在低功耗模式下，系統采用 +6 伏單電源供電，功耗不到 100 毫安 (mA)。整個系統為旋轉變壓器提供 3.2 Vrms（9.2 伏峰-峰）的電壓。在高性能狀態下，系統采用 +12 伏單電源供電，可為旋轉變壓器提供 6.4 Vrms（18 伏峰-峰）的電壓。

R/D 電路輸出到旋轉變壓器轉子及旋轉變壓器定子到 R/D 電路 SIN/COS 輸入之間設有三階有源濾波器，盡量減少系統量化噪聲的影響。在 10 位模式下，R/D 電路的最大跟蹤速率為 3125 轉/秒 (RPS)，分辨率等于 21 弧分。在 16 位模式下，R/D 電路的最大跟蹤速率為 156.25 RPS，分辨率為 19.8 弧秒。

信號鏈設計考慮因素

Analog Devices 的 AD2S1210WDSTZRL7 R/D 電路具有一個可編程的 10、12、14 或 16 位數模轉換器 (DAC) 及一個 10、12、14 或 16 位模數轉換器 (ADC)，兩個三階低通濾波器和一個旋轉變壓器。第一個三階濾波器位于 R/D 轉換器到 R1 和 R2 旋轉變壓器轉子端的傳輸通道上。第二個三階低通濾波器收集 S1 和 S3 處的正弦旋轉變壓器定子信號，S2 和 S4 處的余弦信號。一般來說，系統需要足夠的帶寬、足夠的輸出驅動能力，以及用于在低功耗和高性能配置之間進行切換的選項。

在此電路中，R/D 電路的內部 DAC 生成 3.6 伏峰峰值的 10、12、14 或 16 位正弦激勵信號，電壓范圍 3.2 至 4.0 伏。

在 AD2S1210 的輸出端，有一個低通三階濾波器，其包含一個 Analog Devices 的 AD8692ARMZ-REEL 軌至軌運算放大器和一個 Analog Devices 的 AD8397ARDZ-REEL7 軌至軌高輸出電流放大器。

采用 +5 V 電源供電，雙通道 AD8692 低噪聲 CMOS 運算放大器的輸出范圍為 0.29 至 4.6 伏。該放大器周圍的電阻器和電容器實現了三個巴特沃斯濾波器極點中的兩個。AD8397 高輸出電流放大器支持低功耗模式（相比具有可切換增益級和更高供電電壓能力的高性能模式），并實現了低通濾波器的第三個極點。在 +6 伏電源供電的情況下，AD8397 的輸出范圍為 0.18 至 5.87 伏。供電電壓為 +12 伏時，輸出電壓范圍為 0.35 至 11.7 伏。

在定子的輸出端，Analog Devices 的四通道 AD8694ARUZ-REEL 低噪聲 CMOS 軌至軌運算放大器連接至旋轉變壓器的 SIN（S1 和 S3）和 COS（S2 和 S4）引腳。AD8694 與雙通道 AD8692 屬于同一系列，在 +5 電源下輸出電壓范圍為 0.37 至 4.6 伏。對于旋轉變壓器的正弦和余弦信號，AD2S1210 R/D 轉換器差分輸入（SIN、SOLO、COS、COSLO）的峰峰信號范圍典型值為 3.15 伏，范圍為 2.3 至 4.0 伏。

理想情況下，在該系統中，總信號鏈相移范圍等于 n × 180° ? 44° ≤ φ ≤ n × 180° + 44°，其中 n 是整數。

R/D 電路細節

信號鏈設計考慮因素包括幅度和頻率，以及穩定性和相移，而旋轉變壓器轉子繞組阻抗模型包含阻性元件和電感元件。

AD2S1210 R/D 電路激勵信號范圍為 2 kHz 到 20 kHz，增量為 250 Hz。AD8397 施加到轉子的激勵信號與非理想的電感和電阻分量交互。典型的電阻和電抗分量為 50 歐姆 (Ω) 至 200 Ω，及 0 Ω 至 200 Ω。標準轉子激勵電壓可高達 20 伏峰-峰 (7.1 Vrms)，因此必須考慮旋轉變壓器驅動器的最大電流和最大功耗。為了適應這種接口，AD8397 采用高輸出電流（采用 ±12 V 電源時，輸入 32 Ω 負載的峰值電流為 310 mA）、寬電源范圍 (24 V)、低熱阻封裝（8 引腳 SOIC EP 封裝，θ_JA = 47.2°C/瓦 (W)）和軌至軌輸出電壓。

旋轉變壓器激勵三階濾波器和驅動器電路

AD2S1210 內部 DAC 生成激勵輸出信號 (EXC)，這會產生量化噪聲和失真（圖 4）。

圖 4：在 AD2S1210 EXC 激勵輸出引腳上測量的 10 kHz 輸出信號。（圖片來源：Analog Devices）

如果未經過濾，AD2S1210 EXC 引腳上的圖 4 輸出噪聲將通過旋轉變壓器傳播并反饋至 AD2S1210 SIN、SINLO、COS 和 COSLO 引腳。

此外，必須特別注意激勵電路中的增益和信號電平，以使 AD8397 輸出驅動器不會飽和。AD2S1210 輸出信號的濾波器和功率放大級可滿足旋轉變壓器電感輸入級的嚴格要求（圖 5）。

圖 5：R/D 電路 EXC 輸出端子和 R1 輸入端子之間的激勵驅動器和濾波器電路。注意，此處的 EXE 等于圖 2 中的 EXC。（圖片來源：Analog Devices）

在圖 4 中，AD8692 濾波器電路的直流增益為 -1 V/V。Analog Devices 的 ADG1612BRUZ-REEL 四通道 SPST 開關 S1 閉合，以創建具有高 VCC (≥ +12 V) 的高性能模式條件。在 S1 閉合的情況下，AD8397 激勵級的增益約為 2.5 V/V。2.5 V/V 的增益可以由 4.0 伏峰-峰 EXE 輸入產生 10 伏峰-峰輸出。對于 S1 斷開時的低功耗模式，增益等于 1.28 V/V。在這種配置中，4.0 伏峰-峰 EXE 輸入產生 5.12 伏峰-峰輸出。

AD8692 的配置是多反饋 (MFB) 三階巴特沃斯低通濾波器。根據一般的經驗，放大器增益帶寬積 (GBWP) 至少為 -3 分貝 (dB) 有源濾波器截止頻率的 20 倍。在圖 5 中，截止頻率為 88 kHz，而 AD8692 的 GBWP 為 10 MHz，是截止頻率的 113 倍。通常，該電路的相移為 180° ± 15°。在圖 4 的電路中，濾波器的 -3 dB 截止頻率為 88 kHz；10 kHz 下的相移在為 -13°。

雙通道 AD8692 運算放大器用作三階有源巴特沃斯濾波器，可降低驅動信號噪聲（圖 6）。

圖 6：在 R/D 轉換器輸出信號通過激勵驅動器和濾波器之后，信號上的噪聲明顯降低，即可用于 R1 處的旋轉變壓器輸入。（圖片來源：Analog Devices）

圖 6 中的數據表明 AD2S1210 的內部 DAC 量化噪聲明顯降低。

與此類似，SIN（S1 和 S3）和 COS（S2 和 S4）接收器電路使用兩個四通道 AD8694 運算放大器作為有源噪聲濾波器。AD2S1210 EXC 引腳（CH1 黃色）到 SIN 輸入引腳（CH2 藍色）之間的總相移約為 40°，低于 44° 的最大設計值（圖 7）。

圖 7：模擬驅動器和濾波器的信號進入旋轉變壓器輸入、旋轉變壓器以及模擬濾波器而返回到 R/D 轉換器，這會導致信號相移。示波器屏幕截圖顯示了 AD2S1210 EXC 和 SIN 引腳之間的相移。（圖片來源：Analog Devices）

系統性能

本文的評估電路使用 Analog Devices val-CN0276-SDPZ/eval-CN0276-SDPZ-ND/4571727">eval-CN0276-SDPZ 電路板和 Analog Devices val-SDP-CB1Z/eval-SDP-CB1Z-ND/2606896">eval-SDP-CB1Z 系統平臺控制器板（圖 8）。

圖 8：對應于圖 4、6、7、10 和 11 的測試設置功能示意圖。（圖片來源：Analog Devices）

在圖 8 中，借助兩個板之間的 120 針配接連接器，可以進行快速設置和電路性能評估。

eval-CN0276-SDPZ 包含完整的電路，而 eval-SDP-CB1Z (SDP-B) 與 val/user-guides/circuits-from-the-lab/cn0276" target="_blank">CN-0276 評估軟件協同交換來自 eval-CN0276-SDPZ 的數據（圖 9）。

圖 9：eval-CN0276-SDPZ 印刷電路板包含完整的 R/D 轉換器電路。（圖片來源：Analog Devices）

對于系統整體噪聲測量，旋轉變壓器 Tamagawa TS2620N21E11 的固定位置可生成輸出碼直方圖。AD2S1210 的 10 位和 16 位角度精度模式輸出碼直方圖顯示了發送 DAC 和接收 ADC 的組合（圖 10 和圖 11）。在本文中，TS2620N21E11 旋轉變壓器具有 0° 相移和 0.5 的變壓比。旋轉變壓器的正弦 (SIN) 和余弦 (COS) 輸出負載相等，至少為旋轉變壓器輸出阻抗的 20 倍。

圖 10：10 位角度精度模式 EXE 發送，16 位 ADC 分辨率 SIN/COS 接收。（圖片來源：Analog Devices）

圖 11：16 位角度精度模式 EXC 發送，16 位 ADC 分辨率 SIN/COS 接收。（圖片來源：Analog Devices）

在圖 10 和圖 11 中，VCC 等于 12 伏，這使得 R/D 轉換器的全部 16 位均處于高性能模式。

總結

旋轉變壓器與 R/D 轉換器（如 Analog Devices 的 AD2S1210）組合使用可創建高精度、穩健的位置和速度控制系統，適合潛在惡劣環境中的電機控制應用。

為了獲得最佳的整體性能，需要結合使用 AD8694 與 AD8397 來創建緩沖器/濾波器電路，以放大激勵信號并為旋轉變壓器提供適當的驅動，同時過濾并反饋次級信號。借助 AD2S1210 的可變分辨率、基準電壓生成和片上診斷功能，R/D 轉換器可為旋轉變壓器應用提供理想的解決方案。